JECE 电气和计算机工程杂志》上 2090 - 0155 2090 - 0147 Hindawi 10.1155 / 2020/3626401 3626401 研究文章 光学隔离放大器的宽带高分辨率发射机 https://orcid.org/0000 - 0001 - 5726 - 0709 程ydF4y2Ba 司马迁 白 历下 朱 Yunrong 吴 天成 Tombras 乔治·S。 光电学院,通信工程 厦门大学的技术 厦门361024 中国 xmut.edu.cn 2020年 19 3 2020年 2020年 31日 07年 2019年 19 02 2020年 19 3 2020年 2020年 版权©2020年司马迁陈等。 这是一个开放的文章在知识共享归属许可下发布的,它允许无限制的使用,分布和繁殖在任何媒介,提供最初的工作是正确的引用。

光学隔离放大器的宽带和高分辨率传感器提出了开关电源隔离和伺服电机驱动的应用程序。器是基于chopper-stabilized技术和σδ调制器。一个内置的共模电压提出了开关电容电路,以确保输入直流共模的稳定性。与此同时,反馈电容是用来改善驾驶能力,这有助于避免与大型缓冲区输入摇摆。与女朋友CMOS电路tapeout 0.18 μm 1 p6m过程5 V电源。试验结果表明,在5 V电源电压,输入的发射机2 V和有效信号带宽是110千赫。和输出分辨率达到11位。

 中国国家自然科学基金 61704143 福建省自然科学基金 2018年j01566 厦门大学的技术 YKJ17019R 1。介绍

作为集成电路的一个分支,光电耦合技术是广泛用于信号传输、工业控制等领域。特别是在伺服电机驱动的应用,变频器的电流感应,和反馈隔离开关电源,输入信号的频率和振幅相差很大。有必要切断发射机和接收机之间的物理连接和完成“electro-optic-electric”转换的过程通过光电耦合,以确保高分辨率的信号传输。同时,后台损坏电路也会避免的。因此,光学隔离放大器已成为最重要的核心光电耦合电路模块( 1- - - - - - 4]。

传统光学隔离放大器是基于互阻抗放大器。耦合信号是模拟信号,还严重干扰电路和环境噪声( 5- - - - - - 7]。最近,σδ调制器和数模转换器(DAC)发射机和接收机采用,分别。,这一趋势已逐渐成为主流发展方向的光隔离放大器。

但是这种发射器还面临着以下问题。首先,为了确保高分辨率σδ调制器的输出,调制器的输入共模电压必须稳定。由于输入信号幅度的范围不确定,内部共模电压发生器应构建,可以添加预设直流共模输入信号,以确保操作的调制器。第二,当采用σδ调制器的结构,输入信号需要驱动采样电容的第一集成器。通常,输入信号的驱动能力较弱,导致长时间积分器的信号设置在一定程度上,减少了电路带宽。传统缓冲区根据反馈运算放大器可以有效地增加当前的输入信号驱动能力,但由于输入信号幅度有很大范围的变化,有必要设计一个大型输入swing跨导放大器,这不仅增加其复杂性也增加了能耗。第三,输入信号频率的顺序通常是kHz,这是非常容易受到电路的低频噪声的影响,减少输出信号的质量。所以等技术相关双采样和直升机稳定必须引入抑制低频噪声。

鉴于上述设计的困难,提出了一种宽频带,高分辨率发射机电路。电路的核心是基于二阶反馈双chopper-stabilizedσδ调制器技术,从而有效地减少闪烁噪声的影响。与此同时,一个内置的共模电压的开关电容电路提出了添加一个预设的直流共模电压输入信号,保证了稳定的输入共模的σδ调制器。此外,反馈电容器保留技术用于输入,避免使用大的缓冲区的结构同时优化提高输入信号的驱动能力。

 2。电路设计

光学隔离放大器的发射机图提出了如图 1主要包括一个内置的共模电压发生器,non-overlap时钟生成器,一个缓冲区,偏置电路和双chopper-stabilized二阶σδ调制器。由于输入信号可能是单频正弦波或一步也没有明确的直流共模电压,Vin之前进入σδ调制器,内置的Vcm_bin模电压,输入信号Vin_vcm由Vcm_bin,缓冲输出Vin_2是由内置的共模电压发生器生成的。Vin2是输入信号Vin一模一样。它的目的是形成一个缓冲电路拥有大量输入通过反馈电容C1和OPA摇摆。Non-overlap时钟发生器产生两相重叠时钟(clk1和clk2)及其反向信号(clk1a和clk2a)控制直升机的缓冲区。偏置电路由两个模块组成:一个直升机隙参考和低差稳压器(LDO),输出共模电压(Vcm)和一个参考电压(Vref)σδ调制器。因为需要开车的采样和反馈电容,能带和LDO输出后σδ调制器的输入缓冲区。双chopper-stabilized二阶反馈σδ调制器是整个发射机的核心部分。为了满足设计要求的11位分辨率和110千赫带宽,σδ调制器使用64倍过采样率(时钟频率约为14 MHz),和chopper-stabilized技术介绍了输入和第一个积分器的闪烁噪声抑制电路的低频带。与此同时,二阶反馈结构绝对稳定,确保电路可以实现高质量的输出在广泛的温度和过程。

发射机图光隔离放大器。

 2.1。内置的共模电压发生器

内置的共模电压发生器显示在图 2。

内置的共模电压发生器。

在电路中,NMOS晶体管MN1-MN8和PMOS MP1-MP7构成共源共栅电流镜结构。R2的电流源分支/ C2, 1 V输出内置Vin_bin模电压除以电阻R2和小刀插/ MP7。C2用作充电电容器稳定直流共模。同时,Vin通过缓冲输入电路组成的两级Miller-compensation运算放大器。clk1高和clk2低时,四个开关电容器C3的左边和右边四个开关(两个开关并联连接,因为可以减少传导阻力;另一方面,通道电荷注入的影响也是缓解),和Vin指控C3的底板。因为晶体管的参数、电阻器和电容器的电流源分支MP4 / MP6 / R1 / C1和小刀插/ MP7 / R2 / C2是相同的,电流通过它们是相同的。的节点 X大约缓冲输出直流接地,所以节点的电压 Y等于Vin_bin内置的共模电压。因此,这意味着Vin_bin指控C3的上盘。而clk1低和clk2很高,四开关在左侧的电容器C3,四个开关在右边。所以,C3上板的电压等于电压之和的上部和底部板当clk1很高。也就是说,Vin_vcm = Vin_bin + Vin。内置的共模电压加载到Vin通过两相时钟开关电容控制。和Vin2与C3和持续输出Vin的底板。

 2.2。缓冲电路

由于输入信号的幅度变化很大,没有明确的直流共模电压,为了避免使用缓冲区有大量输入,一个简单而可行的电路设计采用电容器保留特征。如图 1原理如下:差分输入VP和Vin VN缓冲实际上是输入信号。缓冲充当一个差分放大器和两个输入终端是相同的,因此,信号经过缓冲输出VO大约是零。这时,电容C1中扮演一个重要的角色,和Vin2继续左盘C1,虽然Vin_vcm指控正确的板。电容上的电压差Vcm_bin,相当于维持内置的共模电压。从另一个角度来看,当充电完成时,电压差在C1 Vcm_bin,左板Vin_2,和右板总是可以保持在Vin_2 + Vcm_bin,等于输入的信号Vin_vcmσδ调制器。最初,Vin_vcm没有驱动功能,所以不能开车的采样电容σδ调制器。但由于C1保留收费,实际上提高了Vin_vcm的驾驶能力。

因此,本文charge-retaining电路设计消除共模输入电压Vin的影响不确定。OPA VP和VN等于由于虚拟短,打破和使用反馈电容C1的能力保持电荷增加驾驶能力,从而保持输入信号的Vin_vcmσδ调制器。缓冲区是一个两级直升机折叠结构的OPA结合源跟随器,如图 3。

两级直升机OPA折叠。

减少电影噪音和增加输入,输入直升机S0由CMOS开关,实现输入信号调制到高频频带。NMOS直升机S1和S2的PMOS直升机是放置在第一阶段的低阻共源共栅节点当前路径。因为低阻节点上的电压摆幅很小,一个简单的four-transistor采用NMOS (pmo)开关。直升机S1调节输入信号的基带,同时,OPA等效输入噪声和补偿电压调制斩波器频率的谐波。为了消除抵消、噪声引起的尾电流源MP3 / MP4,直升机S2添加到源节点MN3 / MN4动态匹配,也进一步降低了噪音和OPA的抵消。电容C2和C3是用于两个节点的稳定输出电压。

 2.3。双Chopper-Stabilized 2 <一口>和< /一口>σδ调制器

图 4显示了双chopper-stabilized 2ndσδ调制器。

双chopper-stabilized 2ndσδ调制器。

有效抑制低频噪声挥挥手,斩波器添加到输入端σδ调制器和第一积分器的输入和输出和反馈电容阵列,分别。σδ调制器的噪声主要来自第一个积分器,所以没有必要直升机在第二积分器( 8- - - - - - 10]。自量化范围σδ调制器是由参考电压ref和地面潜在接地反馈电容阵列,这两个电压的低频噪声和抖动也会影响输出精度。因此,反馈电容阵列也需要直升机。斩波器频率设置为σδ调制器的时钟频率的1/16,约为870千赫。慢的斩波频率有利于降低功耗,但太慢了斩波频率会减少噪声抑制性能。通常,1/32或1/16是合适的选择。

考虑到广泛的输入信号幅度,获得的第一集成器设置为0.05,以避免过载第二积分器。和获得主要是加载到第二集成器,获得的是0.5。建立了σδ调制器的行为模型,如图 5。的不理想的因素,如KTC噪声、抖动,OPA噪声、增益有限,转换速度,输出频谱如图 6,有效的一点一点(第三)达到11.85时输入频率是100千赫。它表明一定保证金需要电路设计来满足分辨率要求。

σδ调制器的行为模型。

σδ调制器的输出频谱。

电源电压为5 V在我们的设计中,所以晶体管的超速档电压有一个很大的变量范围。运算跨导放大器(OTA)集成商实现由一个完全微分单级望远镜结构,这有利于降低功耗和噪声。使用一个开关电容共模反馈电路结构如图 7控制额外PMOS尾电流源(MP1 / MP2)。

完全微分单级望远镜OTA。

 3所示。实验结果

发射机是由GF tapeout CMOS 0.18 μm 1 p6m过程5 V电源电压。芯片显微图如图 8。信号传播从上到下。

发射器芯片的显微照片。

首先,测试发射机的输出频谱。14 MHz时钟频率时,输入信号80 kHz和110 kHz,分别峰幅度的2 V,输出光谱结果如图 9。信噪比失真率(SNDR)达到68.52 dB和68.2 dB,分别对应第三是11.09和11.03。当转换为直流非线性失真,它大约是0.05%。

输出光谱结果:(a)输入频率是80千赫;(b)输入频率是110千赫。

然后,输入摇摆测试。而时钟频率和输入信号频率是固定的,和输入信号幅度逐渐增加。当输入振幅增加到2.2 V,如图 10SNDR开始减少,所以输入的发射机2 V。

SNDR输出与输入的振幅。

光学隔离放大器的温度特性是一个重要的参数。每个温度的第三点是测试。结果显示在图 11。可以看出上面的输出信号保持10.6在宽的温度范围内。

第三与温度。

表 1列出了我们的设计和以前的文件和产品之间的性能比较。摘要发射机的带宽,有效的决议,非线性失真比参考论文具有更大的优势。与此同时,重要参数与现有产品相比,整体性能好。

性能比较。

裁判 过程(nm) 电源电压(V) 带宽(赫兹) 输入电阻(MΩ) ADC结构 第三(位) 非线性(%)
( 11] CMOS 350 3所示。3 70年 337年 - - - - - - - - - - - - - - - - - -
( 12] CMOS 500 5 One hundred. 1000年 σδ 10 0.1
( 13] CMOS 500 5 230年 0.078 σδ 11 0.04
这篇论文 CMOS 180 5 110年 1000年 σδ 11.09 0.046

为了获得单频信号的频谱,我们的测试首次使用交流信号输入。在静态模拟,最小分辨率大约是2号,这证明了11位的设计满足分辨率要求当小步信号输入。

 4所示。结论

基于光学隔离放大器用于直流环节电压监测、开关电源隔离,伺服电机驱动,和其他领域,提出了一种宽频带,高分辨率发射机电路。核心电路实现chopper-stabilizedσδ调制器。针对输入信号幅度变化很大的问题和共模信号是不确定的,从而影响输出信号的质量,提出了一种内置的开关电容共模电压发生器,以确保稳定的直流输入共模在整个电路。同时,反馈缓冲电容器留住技术用于增加输入驾驶能力,避免使用缓冲大输入摇摆,优化电路结构。器芯片实现了GF CMOS 0.18 μm 1 p6m 5 V电源电压的过程。实验结果表明,当电源电压为5 V和14 MHz时钟频率,输入峰值振幅达到2 V,有效信号带宽是110千赫。在频域,SNDR输出信号达到68.5 dB和第三达到11位。摘要发射机设计具有较高的可比性与相关设计的有效决议,输入摇摆,和非线性,可以满足光学隔离放大器的应用程序需求。

 数据可用性

使用的数据来支持本研究的发现可以从相应的作者。

 的利益冲突

作者宣称没有利益冲突与本文有关。

 确认

这项研究得到了国家自然科学基金(没有。61704143)、福建省自然科学基金(没有。2018 j01566),厦门大学的技术和高层次人才项目(没有。YKJ17019R)。

 史密斯 C。 通用的设计,光隔离放大器 临床工程杂志 1986年 11 5 349年 353年 10.1097 / 00004669-198609000-00004 2 - s2.0 - 0022786716 米勒 J。 巴奈特 t·G。 一个低噪声光孤立的前置放大器用于细胞外微电极 神经科学杂志》上的方法 1994年 51 2 119年 122年 10.1016 / 0165 - 0270 (94)90001 - 9 2 - s2.0 - 0028324019 刘 l . C。 黄 x Z。 黄 w·G。 史 J。 钟 Y。 一个集成多通道光学传感器接收器的考虑channel-isolation数字输出 第11届国际会议上固态学报》和集成电路技术 2012年10月 西安,中国 IEEE 206年 209年 10.1109 / ICSICT.2012.6466752 2 - s2.0 - 84874919015 勒 t . L。 Crebier j . C。 胭脂 N。 CMOS集成光隔离器的功率晶体管栅极驱动程序 学报》第四十届IEEE会议电子工业社会 2014年10月 美国达拉斯,TX IEEE 1298年 1304年 10.1109 / IECON.2014.7048669 2 - s2.0 - 84949928213 Kanoun M。 Attouch m . w . B。 Berube-Lauziere Y。 铺满 R。 10位,12 ps决议CMOS time-to-digital转换器用于超高速光学应用时机 电路、系统和信号处理 2015年 34 4 1129年 1148年 10.1007 / s00034 - 014 - 9901 - 7 2 - s2.0 - 84925356359 林 c, E。 侯 答:S。 许 k . S。 当前输送机设计宽的带宽隔离放大器 仪表和测量技术研讨会论文集(IMTC) 2003年5月 维尔,美国公司 IEEE 1013年 1016年 10.1109 / IMTC.2003.1207905 2 - s2.0 - 33847145777 马库斯 G。 Strohben K。 Jaskulek 年代。 Andreou撰写 a·G。 Culurciello E。 单一的隔离放大器在绝缘体CMOS:测试和应用程序 模拟集成电路和信号处理 2006年 49 1 63年 70年 10.1007 / s10470 - 006 - 8700 - x 2 - s2.0 - 33747161624 杨 y Q。 Chokhawala 一个。 亚历山大 M。 Melanson博士 J。 海丝特 D。 114 - 68兆瓦的db chopper-stabilized多位数立体声音频ADC在5.62毫米2 IEEE固态电路杂志》上 2003年 38 12 2061年 2068年 10.1109 / JSSC.2003.819164 2 - s2.0 - 0346972312 藤森 我。 小山 K。 载体 D。 Tam F。 隆戈 l 一个5 v单片机delta-sigma音频A / D转换器111分贝动态范围 IEEE固态电路杂志》上 1997年 32 3 329年 336年 10.1109/4.557630 2 - s2.0 - 0031103510 Safi-Harb M。 罗伯茨 g·W。 低功率delta-sigma调制器ADSL应用在低压CMOS技术 IEEE电路和系统I:普通文件 2005年 52 10 2075年 2089年 10.1109 / tcsi.2005.852925 2 - s2.0 - 27644516988 程 l 杨 N。 周 X。 杨ydF4y2Ba M。 一种新型低功耗和拟线性互补金属氧化物半导体光耦合隔离放大器 8 《国际会议上计算机、机电一体化、控制和电子工程 2010年8月 中国长春 175年 178年 10.1109 / CMCE.2010.5610001 2 - s2.0 - 78650046640 ACPL-C87B数据表, https://www.broadcom.com/products/optocouplers/industrial-plastic/isolation-amplifiers-modulators/isolation-amplifiers/acpl-c87b TLP7920数据表, https://www.alldatasheetcn.com/datasheet-pdf/pdf/808454/TOSHIBA/TLP7920.html