一种用于光隔离放大器的宽带高分辨率发射机

抽象的

提出了一种用于开关电源隔离和伺服电机驱动应用的光隔离放大器的宽带和高分辨率发射器。变送器基于斩波稳定技术和Sigma Delta调制器。提出了一种开关电容的内置共模电压电路，以确保输入直流共模的稳定性。同时，反馈电容用于提高驱动能力，有助于避免具有大输入摆动的缓冲器。电路用GF CMOS 0.18带滚珠 μm 1P6M工艺，5v电源。测试结果表明，在5v电源电压下，发射机的输入摆幅为2 V，有效信号带宽为110 kHz。输出分辨率达到11位。

1.介绍

作为集成电路的分支，光电耦合技术广泛用于信号传输，工业控制等领域。特别是在伺服电机驱动的应用，电流诱导变频器和反馈电源的反馈隔离，输入信号的频率和幅度变化很大。有必要切断发射器和接收器之间的物理连接，并通过光电耦合完成“电光电动”转换的过程，以确保信号的高分辨率传输。同时，还将避免对后台电路的损坏。因此，光学隔离放大器已成为光电耦合模块中最重要的核心电路[1-4.］．

传统的光隔离放大器是基于跨阻抗放大器的。耦合信号为模拟信号，仍然受到电路和环境噪声的严重干扰[5.-7.］．最近，发射机和接收机分别采用sigma - delta调制器和数模转换器(DAC)。并且，这一趋势已逐渐成为光隔离放大器的主流发展方向。

但这种发射机也面临以下问题。首先，为了确保Sigma Delta调制器的高分辨率输出，必须稳定调制器的输入共模电压。由于输入信号幅度的范围不确定，因此应构造内部共模电压发生器，这可以将预设的DC共模加到输入信号，以确保调制器的操作点。其次，当采用Sigma Delta调制器的结构时，输入信号需要驱动第一积分器的采样电容。通常，输入信号的驱动能力较弱，这导致积分器的信号设置长时间，并在一定程度上减少电路带宽。基于反馈运算放大器的传统缓冲器可以有效地提高输入信号的电流驱动能力，但由于输入信号幅度具有大的变化范围，因此需要设计大输入摆动跨导放大器，这不仅增加了其复杂性而且还增加了功耗。第三，输入信号频率通常为KHz的顺序，这非常容易受电路的低频噪声的影响并降低输出信号的质量。因此，必须引入相关性双采样和斩波稳定等技术以抑制低频噪声。

针对上述设计难点，本文提出了一种宽带、高分辨率发射机电路。电路的核心是基于二阶反馈sigma delta调制器的双斩波稳定技术，有效地降低了闪变噪声的影响。同时，提出了一种内置的开关电容共模电压电路，在输入信号中加入预置的直流共模电压，保证了σ δ调制器输入共模的稳定性。此外，采用反馈电容保持技术，避免了使用大输入摆动的缓冲器，优化了缓冲器的结构，提高了输入信号的驱动能力。

2.电路设计

本文提出的光学隔离放大器的发射器图如图所示1，主要包括内置共模电压发生器、非重叠时钟发生器、缓冲器、偏置电路和双斩波稳定二阶sigma delta调制器。由于输入信号可能是单频正弦波或一步也没有明确的直流共模电压,Vin之前进入σδ调制器,内置的Vcm_bin模电压,输入信号Vin_vcm由Vcm_bin,缓冲输出Vin_2是由内置的共模电压发生器生成的。Vin2与输入信号Vin完全相同。其目的是通过反馈电容C1和OPA形成具有大输入摆幅的缓冲电路。非重叠时钟发生器产生两相非重叠时钟(clk1和clk2)及其反转信号(clk1a和clk2a)，用于控制缓冲中的斩波器。偏置电路由两个模块组成:斩波带隙基准和低dropout稳压器(LDO)， LDO输出sigma delta调制器的共模电压(Vcm)和参考电压(Vref)。由于需要驱动采样和反馈电容，带隙和LDO输出在缓冲器后输入到sigma delta调制器。双斩波稳定二阶反馈sigma delta调制器是整个发射机的核心部分。为了满足设计要求的11位分辨率和110千赫带宽,σδ调制器使用64倍过采样率(时钟频率约为14 MHz),和chopper-stabilized技术介绍了输入和第一个积分器的闪烁噪声抑制电路的低频带。同时，二阶反馈结构具有绝对的稳定性，保证了该电路在宽范围的温度和工艺转角下都能实现高质量的输出。

２.１.内置共模电压发生器

内置共模电压发生器如图所示2．

在电路中，NMOS晶体管MN1-MN8和PMOS晶体管MP1-MP7构成Cascode电流镜结构。在R2 / C2的电流源分支中，通过除去R2和MP5 / MP7的电阻来输出1V内置共模电压VIN_BIN。C2用作充电电容，以稳定DC共模。同时，VIN通过由两级米勒补偿运算放大器组成的缓冲器来输入电路。当CLK1高并且CLK2低电平时，电容器C3的左侧的四个开关均开启，右侧的四个开关关闭（两个开关并联连接，因为导电电阻可以减小;另一方面，通道电荷注入的效果也缓解），VIN充电C3的底板。因为电流源分支MP4 / MP6 / R1 / C1和MP5 / MP7 / R2 / C2的晶体管，电阻和电容器的参数相同，所以流过它们的电流是相同的。节点X缓冲器输出大约是直流接地，因此节点的电压y等于内置的共模电压Vin_bin。因此，它意味着Vin_bin对C3的上板充电。虽然CLK1为低电平且CLK2高，但电容器C3的左侧的四个开关关闭，右侧的四个开关打开。因此，当CLK1高时，C3上板的电压等于上板和底板的电压之和。也就是说，VIN_VCM = VIN_BIN + VIN。通过两相时钟开关电容控制将内置的共模电压加载到VIN中。VIN2连接到C3的底板并连续输出VIN。

2.2。缓冲电路

由于输入信号的幅值变化大，且直流共模电压不确定，为了避免使用大输入摆动的缓冲器，利用电容保持特性设计了一种简单可行的电路。如图所示1，其原理如下:缓冲器的差分输入VP和VN实际上就是输入信号Vin。缓冲器作为差分放大器，两个输入端是相同的，所以通过缓冲器到输出VO的信号近似为零。此时电容C1起重要作用，Vin2继续向C1的左极板充电，Vin_vcm向右极板充电。电容上的电压差为Vcm_bin，相当于保持内置的共模电压。从另一个角度看，当电荷完成时，C1上的电压差为Vcm_bin，左极板为Vin_2，而右极板始终可以维持在Vin_2 + Vcm_bin，等于输入到sigma delta调制器的信号Vin_vcm。原来Vin_vcm没有驱动能力，所以不能驱动sigma delta调制器的采样电容。但由于C1电荷的保留，实际上提高了Vin_vcm的行驶能力。

因此，本文设计的电荷保持电路消除了输入vin的不确定共模电压的影响。OPA通过虚拟短路和断裂使VP和VN相等，并使用反馈电容器C1保持充电来提高驱动能力的能力，从而维持Sigma Delta调制器的输入信号VIN_VCM。缓冲器中的OPA是一个双级切碎机折叠结构，与源臂器相结合，如图所示3.．

为了减少轻弹噪声并增加输入摆动，输入斩波器S0由CMOS开关实现，并且输入信号被调制到高频带。NMOS切斩波器S1和PMOS切斩波器S2放置在第一级电流路径的低电阻级码节点上。由于低电阻节点上的电压摆幅小，所以采用简单的四晶体管NMOS（PMOS）开关。斩波器S1将输入信号调制回基带，同时，OPA输入等效噪声和偏移电压被调制到斩波频率的奇谐波。为了消除由尾电流源MP3 / MP4引起的偏移和噪声，斩波器S2被添加到MN3 / MN4的源区以动态匹配，这也进一步降低了OPA的噪声和偏移。电容器C2和C3用于稳定两个节点的输出电压。

2.3。双斩波稳定2^ndSigma Delta调制器

数字4.显示双斩波稳定2^ndSigma Delta调制器。

为了有效抑制低频轻拍噪声，在σ δ调制器的输入端、第一积分器的输入端和反馈电容阵列的输出端分别加入斩波器。σ δ调制器的噪声主要来自于第一积分器，所以第二积分器不需要斩波[8.-10.］．由于Sigma Delta调制器的量化范围由反馈电容器阵列中的参考电压Ref和地电位GND确定，因此这两个电压的低频噪声和抖动也会影响输出精度。因此，反馈电容阵列也需要斩波器。斩波频率设定为Sigma Delta调制器的时钟频率的1/16，约为870 kHz。速度较慢的斩波频率有利于降低功耗，但斩波频率过于慢速度会降低噪声抑制性能。通常，1/32或1/16是适当的选择。

考虑到广泛的输入信号幅度，第一积分器的增益设定为0.05以避免第二积分器的过载。并且增益主要装入第二积分器，其增益为0.5。Sigma Delta调制器的行为模型建立如图所示5.．随着诸如KTC噪声，抖动，OPA噪声，有限增益和转换速率之类的非膜因素，输出频谱如图所示6.当输入频率为100 kHz时，有效位数（ENOB）达到11.85位。它表明，电路设计需要某个边距以满足分辨率要求。

我们设计中电源电压为5 V，因此晶体管的过驱动电压具有大的可变范围。通过完全差动的单级望远镜结构实现了整合器中的操作跨导放大器（OTA），这有利于降低功耗和噪声。共模反馈电路使用开关电容结构，如图所示7.控制额外的PMOS尾电源（MP1 / MP2）。

3.实验结果

该发射机采用GF CMOS 0.18封装μm 1P6M工艺，5v电源电压。芯片显微图如图所示8.．信号从上到下传输。

首先，测试发射器的输出频谱。当时钟频率为14 MHz时，输入信号分别为80 kHz，110 kHz，峰到峰值幅度为2 V，输出频谱结果显示在图中9.．信号 - 噪声失真率（SNDR）分别达到68.52dB和68.2dB，并且相应的ENOB是11.09位和11.03位。转换为直流非线性失真时，它为约0.05％。

然后，对输入摆幅进行测试。而时钟频率和输入信号频率固定，输入信号幅值逐渐增大。当输入幅值增大到2.2 V时，如图所示10.时，信噪比开始减小，因此发射机的输入摆幅约为2v。

温度特性是光隔离放大器的一个重要参数。测试了各温度点的ENOB。结果如图所示11.．可以看出，在宽的温度范围内，输出信号保持在10.6位以上。

表格1列出了我们的设计与以往的论文和产品的性能对比。本文的发射机在带宽、有效分辨率、非线性失真等方面都比参考文献有更大的优势。同时，重要参数与现有产品具有可比性，整体性能良好。

为了获得单频信号的频谱，我们的测试首先使用交流信号作为输入。在静态仿真中，最小分辨率约为2mv，证明该设计满足小步进信号输入时11位分辨率的要求。

4。结论

基于DC-Link电压监测中使用的光隔离放大器，开关电源隔离，伺服电机驱动器等领域，本文提出了宽带，高分辨率的发射电路。芯电路由斩波器稳定的Sigma Delta调制器实现。针对输入信号幅度范围广泛变化的问题，并且共模信号不确定，这影响输出信号质量，建议开关电容的内置共模电压发生器，以确保输入直流共模的稳定性在整个电路中。同时，缓冲器中的反馈电容器保持技术用于增加输入驱动能力，避免使用具有大输入摆动的缓冲器，并优化电路结构。通过GF CMOS 0.18实现发射器芯片 μM 1P6M 5 V电源电压过程。实验结果表明，当电源电压为5 V并且时钟频率为14 MHz时，峰值输入幅度达到2V，有效信号带宽为110 kHz。在频域中，输出信号的SNDR达到68.5dB和ENOB达到11位。本文设计的变送器在有效的分辨率，输入摆动和非线性方面具有高可比性，可以满足光学隔离放大器的应用要求。

数据可用性

用于支持本研究结果的数据可根据要求可从相应的作者获得。

的利益冲突

作者声明，本文不存在利益冲突。

致谢

本研究得到了中国国家自然科学基金的支持（第61704143号），福建省自然科学基金，厦门理工大学高级人才项目（ykj17019r）。

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